AMPLIFICADOR LINEAR 1 kW

Esta nota de aplicação discute o design de 50 W e
Artilhejos lineares de 300 W para banda de freqüência de 1,6 a 30 MHz. Ambos os amplificadores utilizam o design push-pull para distorções baixas e harmônicas. Essa distorção harmônica e a tensão de alimentação de 50 Vdc tornam a compatibilidade de impedância de saída mais fácil para uma interface de 50-0hm e permite o uso de transformadores de banda larga eficientes de 1: 1 e 4: 1.
O design moderno inclui reguladores de polarização de circuito integrado e o uso de capacitores de chip cerâmico em toda a seção de RF, tornando as unidades facilmente produtivas em massa.
Além disso, quatro módulos de 300 W são combinados para fornecer um
Capacidade de saída PEP ou CW de 1 a 1,2 kW. O controlador arnplifier aumenta o ganho total de energia do sistema para aproximadamente 34 dB.
Embora os transistores empregados (MRF427 e MRF428) sejam 100% testados contra desajustes de carga de 30: 1, em caso de um ligeiro desequilíbrio, as classificações de dissipação total podem ser bem excedidas em um design de vários dispositivos. Com alta potência de transmissão disponível e o limite de corrente de fornecimento de energia ajustado em níveis muito mais elevados, sempre é possível ter uma falha em um dos módulos push-pull sob certas condições de incompatibilidade de carga. Recomenda-se que o tipo de circuito de proteção baseado em VSWR de tipo sorne seja adaptado no projeto do equipamento e separe os reguladores com os limites de corrente adequados fornecidos para cada módulo.
O MRF428 é um transistor de chip único com o tamanho do dado de 0.140 x 0.248 “, e avaliado para uma potência de saída de
PEP de 150 W ou CW. O design do único chip da Toe elimina o problema de selecionar duas matrizes pareadas para distribuição e distribuição de energia equilibrada. A alta classificação de dissipação de potência total (320 W) foi conseguida diminuindo a resistência térmica entre a matriz e a montagem, reduzindo a espessura do isolador BeO para 0,04 “do padrão 0,062”, resultando em ReJC tão baixo quanto 0,5 ºC / W.
O MRF427 também é um dispositivo de chip único. O tamanho do seu tamanho é
0.118 x 0.066 “, e é avaliado em 25 W PEP ou CW. Esta sendo uma unidade de alta tensão, a embalagem é maior do que normalmente visto com um transistor desse nível de potência para avançar entre os terminais da embalagem.
O MRF427 e o MRF428 são ambos embolados com emissores, o que garante uma partilha de corrente uniforme entre cada célula e, assim, melhora a robustez do dispositivo contra desajustes de carga.
Os valores recomendados de marcha lenta do coletor são 40 mA e 150 mA, respectivamente. Ambos os dispositivos podem ser operados na classe A, embora não sejam especificados na folha de dados, desde que as classificações de dissipação de energia não sejam excedidas.

CONSIDERAÇÕES GERAIS DE DESIGN
Esquemas de placas circcuit semelhantes são empregados para os quatro
Módulos de blocos de construção de 300 W e pré-verificador. Um design compacto é alcançado usando capacitores de chip cerâmicos. dos quais a maioria pode estar localizada no lado inferior do quadro. Os comprimentos de chumbo também são minimizados, resultando em indutâncias parasitárias menores e variações menores de unidade para unidade.
Os loops são fornecidos nos caminhos de corrente do coletor para permitir o monitoramento das correntes de coletor individuais com um medidor de corrente de grampeamento, como o HP428B. Esta é a maneira mais fácil de verificar o equilíbrio do dispositivo em um circuito push-pull e o equilíbrio entre cada módulo em um sistema como este.
O ganho de potência de cada módulo deve estar dentro de um valor não superior a 0,25 dB um do outro, com uma provisão feita para um atenuador Pi de entrada para acomodar pares de dispositivos com spreads de ganho maiores. Os atenuadores não são
usado neste dispositivo no entanto, devido à seleção de oito
Dispositivos cuidadosamente adaptados.
Em relação às especificações de desempenho, os seguintes objetivos de projeto foram definidos:
Dispositivos: 8 x MRF428 + 2 x MRF427A Tensão de alimentação: 40 – 50 V
11, pior caso: 45% em CW e 35% em condições de dois tons
IMD, dj: -30 dB Máximo (I kW PEP, 50 V e
800 W PEP, 40 V)
Ganho de energia, total: 30 dB Mínimo
Variação de ganho: 2,0 – 30 MHz: ± 1,5 dB máximo
Entrada VSWR: 2.0: 1 Máximo
Operação CW contínua, 1 kW: 50% Ciclo de funcionamento,
Períodos de 30 minutos, com temperatura do dissipador de calor
<75 ° C.
Susceptibilidade de incompatibilidade de carga: 1 O: 1, qualquer ângulo de fase

Determinar os números acima é baseado em dados de desempenho anteriores obtidos em circuitos de teste e amplificadores de banda larga. A margem de sorne foi deixada para perdas e erros de fase que ocorrem no divisor e combinador de energia.

 

A FONTE DE TENSÃO BIAS
A Figura 1 mostra a fonte de tensão de polarização empregada com cada um dos módulos de 300 W e o pré-amplificador. Seus componentes básicos são o regulador de tensão de circuito integrado MC l 723C, o transistor de impulso de corrente Q3 e o diodo de detecção de temperatura D 1.

1.jpg

Embora o MC 1 723C seja especificado para um mínimo de 2 Volts, ele pode ser usado em níveis mais baixos com especificações relaxadas, o que é suficiente para esta aplicação. Advan-
Estas fontes de polarização de tipo são:

  1. Regulação de tensão da linha, o que é importante se o amplificador for operado a partir de várias tensões de alimentação.
  2. Limite de corrente ajustável.
  3. Vazão de corrente de reserva muito baixa.

A Figura 1 é modificada a partir do circuito mostrado na folha de dados MC 1723 adicionando o diodo de detecção de temperatura DI e o elemento de ajuste de tensão RlO. D2 e Rl2 reduzem a tensão de alimentação para um nível abaixo de 40 V, que é a tensão de entrada máxima do regulador.
Dl é a junção base-emissora de um 2N5 l 90, em uma embalagem de plástico Case 77. As dimensões do contorno permitem sua utilização para um dos modos de parada da placa de circuito, anexando-o automaticamente ao dissipador de calor para o rastreamento da temperatura.
A compensação de temperatura tem um ligeiro coeficiente negativo. Quando a corrente de marcha lenta do coletor é ajustada para 300 mA a 25ºC, será reduzida para 240 – 260 mA com temperatura do dissipador de calor de 60ºC (-1,15 a -1,7 mA / Cº).
O resistor de limitação de corrente R5 define a limitação para aproximadamente 0,65 A, o que é suficiente para dispositivos

com um mínimo de HFE de 17, (IB = hlc) quando o máximo de FE
A média de muro Ic é de 10,9 A. (2 MHz, 50 V, 250 CW.) Normalmente, o MRF428 hFE está nos anos 30.
As variações de tensão de saída medidas do viés

fonte (O – 600 mA) são ± 5 a 7 mV, que equivalem a uma impedância de origem de aproximadamente 20 miliohms.

 

MÓDULO DO AMPLIFICADOR DE 300 W Correspondência de entrada
Devido à grande periferia do emissor do MRF428,
a impedância da base da série é tão baixa quanto 0,88, -J.80 Ohm em
30 MHz. Em um circuito push-pull, um transformador de entrada 16: 1 proporcionaria a melhor combinação de impedância a partir de uma fonte de 50-0hm. Isso, no entanto, resultaria em um VSWR alto em
2 MHz, e tornaria difícil implementar o design da rede de correção de ganhos. Por este motivo, foi escolhido um transformador 9: 1, que é mais ideal nas frequências mais baixas. Isso representa uma impedância de 1,50 Ohm base-to-base.
Em um circuito push-pull Classe C, onde o ângulo de condução é inferior a 180 °, a impedância base-a-base seria cerca de quatro vezes a impedância de base para emissor de um dispositivo. Na classe A, onde a corrente de marcha lenta do coletor é aproximadamente metade da corrente do coletor de pico, o ângulo de condução é de 360 ​​° e a impedância de base para base é duas vezes a impedância de entrada de um transistor. Quando a polarização da base dianteira é aplicada, o ângulo de condução aumenta e a impedância de base para base diminui rapidamente, aproximando-se da classe A da Classe AB.
Uma torneira central, comum em circuitos push-pull, não é necessária no secundário do transformador de entrada, se os transistores estiverem equilibrados. (Cib, hFE, VBEf-) O caminho de retorno da corrente base é através do ernter de base polarizado para a frente

 

 

 

 

L 1    = 4  nH

e,

r- —–,

1                                                                                                                                                        1

 

..—“y-..,-y,….__-4t—-1.    B                                 .1——-t—-,              1

 

 

R5                                                                                                   R2

1

R¡    = 4.65  i1

1

 

1

1

 

 

X 1          = – j 1  .25  i1       1

 

1

VCS2                                                                            1

1

L      _    .J

2

FIGURA 2 – Circuito de Entrada Base Equivalente
junção do transistor desligado. Esta junção atua como um diodo de aperto, e o ganho de potência é dependente da quantidade da corrente de polarização. A equação de entrada em cascata (Figura 2) representa metade do circuito push-pull, e para cálculos Rg é igual à impedância total da fonte (Rg ‘) dividida por dois.
Uma vez que um transistor de junção é um amplificador de corrente, ele deve idealmente ser conduzido a partir de uma fonte de corrente. Em aplicações de RF, isto resultaria em perda excessiva de ganhos de potência. No entanto, as redes de entrada podem ser projetadas com inclinações de freqüência com algumas das características da fonte atual em baixas freqüências, onde o excesso de ganho está disponível.
As características de entrada de base complexas de um transistor colocariam requisitos para uma rede de compensação de entrada muito sofisticada para o melhor desempenho geral. O objetivo do projeto aqui foi manter uma entrada VSWR de
2: 1 ou menos e uma variação de ganho máxima de ± 1,5 dB de 2 a 30 MHz. Os cálculos iniciais indicaram que esses requisitos podem ser atendidos com uma rede RC simples em

um simples L-pad foi calculado com Rg = 2,77 n, e RL
= J 4.652 + 1.252 = 4.81 n.
A partir da folha de dados do devil, encontramos o GpE a 2 MHz
é de cerca de 28 dB, indicando 0,24 W em RL produzirá uma potência de saída de 150 W, e a potência necessária em Rg =
0,24 W + 8 dB = 1,51 W.
Determinando correntes e tensões em vários ramos, resulta em: Rl = 1,67 .Q e R2 = 1,44 n.
Os valores calculados de Rl e R2, juntamente com outros •
Os valores conhecidos e os dados de entrada do dispositivo em quatro freqüências foram usados ​​para simular a rede em um programa de computador. Foi escolhido um valor arbitrário estimado de 4000 pF para C 1 e VCS2 representa a voltagem de feedback negativa (Figura 2.) A otimização foi feita em dois programas separados para Rl, R2, C 1 e VCS2 e em várias etapas. Os objetivos foram: a) VCS e R2 para perda de transdutor de
13 dB a 2 MHz e perda mínima a 30 MHz. b) Rl e C 1 para entrada VSWR de <1.1: 1 e <2: 1, respectivamente. Os valores otimizados foram obtidos como:
em conjunto com comentários negativos da coletor-base.
A Figura 2 mostra essa rede para um dispositivo. L1 e L2 representam comprimentos de chumbo, e seus valores são corrigidos. o

Cl = 5850 pF Rl = 2,1 n

R2 = 1.3 .Q
VCS2 = 1,5 V
O feedback é provido através de R2 e L2. Como os cálculos foram feitos sem o feedback, esse ramo é fundamentado para simular as condições de operação.
A variação média do ganho de potência do MRF428 de
2 a 30 MHz é de 13 dB. Erros de fase de Dueto, uma grande quantidade de comentários negativos em um amplificador de RF diminui a linearidade ou pode resultar em instabilitíes. A experiência mostrou que aproximadamente 5 a 6 dB de feedback podem ser tolerados sem efeitos irrelevantes na viabilidade ou estabilidade, dependendo do layout do circuito. Se a quantidade de feedback for de 5 dB, 8 dB terão de ser absorvidos pela rede de entrada a 2 MHz.
Omitindo os componentes reativos, L1, L2, C 1 e o ângulo de fase de XJ, que têm um efeito negligável a 2 MHz,

A perda de transdutor mínima obtida em 30 MHz foi
2,3 dB, que é parcialmente causado pelo maior poder refletido nesta frequência, e pode ser reduzido pela “compensação excessiva” do transformador de entrada. Isso indica que, nas freqüências mais altas, a impedância da fonte (Rg) é efetivamente diminuída, o que deixa a entrada VSWR mais alta a 15 MHz.
Na prática! circutir o valor de C 1 (e C2) foi arredondado para o padrão mais próximo, ou 5600 pF. Para cada meio ciclo de operação R2 e R4 estão em série e os
1.3 n
o valor de cada um deve ser – para VCS2 = 1,5 V. Sínce
a tensão em ac e bd = VcE, uma relação de rotações de 32: l
seria necessário. Parece que, se a tensão de realimentação

 

R2

C1

 

34.jpg

 

“[pT:1

son        ca  1

R1                                          C7                 T3

T2

e

C4                   C5                                                      Output

son

 

1                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                        L

e   d

.—

R3

-=

 

C2

R4

 

 

L3         C10f—-

-l-L9l)

To Bias                                      _    50V So urce                                                             +

C11
nas bases permanece inalterado, a proporção da tensão em LS (VeS2) e R2R4 pode ser variada com apenas um pequeno efeito na entrada geral VSWR. Para minimizar as perdas resistivas no enrolamento bifilar de T2 (Figura 3), a maior taxa prática de tumas não deve ser muito maior
• do que exigiu a indutância mínima, que é

4R 50
21rf = 12,5 = 4 • 0 μH.

R = coletor-para-coletor lmpedance = 12,5 n

f = 2MHz
ac ou bd será então de 1,0 μ.H, o que equivale a 5 tumores. (Ver detalhes em T2.) 25% sobre isso representa uma proporção de 7: 1
configurando vcs para 6.9 V.

a fonte foi de cerca de 3,8 dB a 30 MHz, foi adicionado o seguinte: o circuito resonante paralelo CS e LS forma um Q de aproximadamente 1,5. O objetivo é aumentar a impedância de derivação através das bases e perturbar a diferença de fase de 180 ° entre o sinal de entrada e a tensão de retorno nas freqüências mais altas. Isso reduz a perda de ganho de 3,8 dB, dos quais 1,4 dB é causada pelo feedback em 30 MHz. A quantidade depende da freqüência de ressonância de es LS, que deve estar acima da maior freqüência de operação, para evitar instabilidades possíveis.
Quando LS é 45 nH, e a ressonância é calculada para 35 MHz, o valor de es torna-se 460 pF, que pode ser arredondado para o padrão mais próximo, ou 470 pF. A mudança de fase em 30 MHz é:
Além de fornecer uma fonte para o feedback negativo, T2 fornece a tensão para os coletores, bem como funciona como uma torneira central para o transformador de saída T3.
As correntes para cada meio ciclo estão em fase oposta em ac e bd, e dependendo do fator de acoplamento entre os enrolamentos, os componentes harmônicos pares
Tan -1

21r f L l
[R (1 – :: 2) J =

Tan -1

Tan -1

 

8,48) = 78,0º
veremos uma impedância muito menor do que a fundamental.
A impedância da linha otima para ac, bd seria igual a metade da impedância do coletor-coletor, mas experiências
mostraram que aumentar esse número por um fator de
2-3 afeta as amplitudes da 2ª e 4ª harmônicas apenas
1 a 2 dB.
Uma vez que a perda de ganho mínimo obtida a 30 MHz com a rede como na Figura 2, e a ves2 modificada

(1.80

A impedância é: co e = co: 788º = 32,7 n

A 2 MHz, os números são respectivamente 4,76º e 6,83 n.
O feedback de 1,4 dB significa que a tensão de realimentação é 16% da tensão de entrada nas bases. Com o auxílio de

vectors, we can calculate that the 78º phase shift and the increased  impedance   reduces  this  to 4%, which amounts

The VSWR was calculated as

 

to  0.35  dB. These  numbers   were  verified  in  another computer program with VCS2 = 6.9 V, and including C5. New values for Rl  and R2 were obtained as  1.95  n and

Zl -Z2

Zl + Z2

where:

.�u ».·

 

6.8 n respectively, and other data as shown in Table l.

Zl = Impedance  at transformer secondary.

 

 

TABLE1:

 

Frequency

MHz

Input

VSWR

Input lmpedance

Real

Input lmpedance

Reactive

Attenuation dB
2.0 1.07 2.79 -0.201 13.00
4.0 1.16 2.66 -0.393 12.07
7.5 1.33 2.35 -0.615 10.42
15 1.68 1.77 -0.611 7.40
20 1.82 1.57 -0.431 5.90
30 1.74 1.62 -0.21

2.70

 

Although omitted from  the preliminary  calculations, the

2  x 5   nH inductances, comprising  of lead length,  were included in this program.

The input  transformer  is a 9: 1     type, and uses a tele- vision  antenna  balun  type  ferrite  core,  made  of high permeability  material. The low impedance winding consists  of one  turn  of  1/8″  copper  braid.  The sections

going through  the openings in the ferrite core are rounded

Z2  =  Input  impedance  of  compensation  network  x 2 (Rg in Figures 2  and 3) as in  computer data presented ahead.

 

The  effect of the lower  VSWR to  the power  loss in the input network can be calculated  as follows:

2

 

to resemble  two pieces of tubing electrically. The primary

consists  of  AWG  #22   TFE  insulated  wire,  threaded

IOLo  �l-(*+) )1

where:

S 1   = VSWR 1   (Lower)

 

 

through the rounded sections of braid, placing the primary and secondary leads in opposite ends of the core. (4) (S). The saturation flux density is about 60 gauss which  is well below the limits for this core. For calculation procedures,

see discussion about the output transformer.

g  ( 1

S2 + 1

S2 = VSWR 2 (Higher)

 

 

 

  • ( .!..:.!..!..:..!. ) 2 )

1.11+1

 

This  type physical  arrangement provides  a tight  cou- pling, reducing the  amount of leakage  flux at high fre- quencies.   The   wíre   gauge,   insulation   thickness,  and

which at 30 MHz= 10 Log  (                      2)

I _  ( 1.74 –  1   )

1.74 + 1

 

number  of strands have  a minimal effect in the perform- ance except  at very high impedance ratios, such as 25: 1 and  up. Toe transformer  configuration  is shown  in Fig- ure  4. By  using  a vector  impedance  meter,  the  values

for e3 and C4 were measured to give  a reasonable input

= 10 Log

0._997)

0 927

= 0.32 dB, 2.7 -0.32 = 2.38 dB

 

match at  30  MHz, (Zin =  1.62  –  j  0.21  x 2  =  3.24  –

j 0.42) with the smallest possible phase angle.

 

 

 

FIGURE 4 – Transformer Configuration

 

When  the  high impedance  side  was  terminated  into

 

 

Frequency

 

 

Rg

TABLE 2:

 

Xs

 

 

VSWR

 

 

Attenuation

MHz Ohms Ohms   dB
2.0 5.59 +0.095 1.05 12.99
4.0 5.55 +0.057 1.15 12.06
7.5 5.50 +0.046 1.32 10.40
15 4.90 +0.25 1.48 7.28
20 4.32 +0.55 1.38 5.63
30 3.43 +0.73 1.11 2.38

 

50   n,  the  following   readings  were  obtained   at  the secondary:

These figures for other  frequencies are presented with the

data below. Later, sorne practica! experiments were done with moving  the resonance of es L5 lower, to find out if instabilities  would occur in a practica!  circuit. When the resonance  was  equal  to the  test  frequency,  slight break- up was noticed  in the peaks of a two-tone pattern. lt was then decided to adjust  the  resonance  to 31 MHz, where es = 560 pF, and the phase angle at 30 MHz increases to

87º. The transducer loss is further reduced by about 0.2 dB.

Several  types   of  output  transformer  configurations were  considered.  The  12.5  n collector-to-collector  irn-

 

(Above  readings with   transformer and  compensation  network.)

6

5.jpg

 

 

FIGURA 5 – Parte inferior e superior da placa de circuito do módulo de 300 W

pedance estimado anteriormente, exigiria um transistor 4: I para uma saída de 50 n. O tipo usado aqui como o transformador de entrada exibe boas características de banda larga com um design físico conveniente. No entanto, de acordo com a fórmula de indutância mínima de baixa frequência apresentada anteriormente em conexão com T2, a capacidade inicial necessária seria de quase 3000, com o maior tamanho de núcleo padrão disponível. As ferritas de alta permeabilidade são quase exclusivamente da composição de Níckel-Manganês e são com perdas nas radiofrequências. Embora seus pontos de Curie
O comprimento por um fator de 4 ainda está dentro dos Iimits calculados, e na prática! as medidas que o isolamento revelou ser superior a 30 dB em toda a banda. A principal vantagem com este arranjo é uma disposição elétrica e física simplificada.
A densidade de fluxo máxima dos toroides é de aproximadamente 200 gauss (3) e o número de voltas foi aumentado para além do ponto em que a densidade de fluxo do núcleo magnético é o fator de limitação de energia.
O transformador de saída 1: 4 não é o melhor neste caso, mas é a prática mais próxima! com esse poder
níveis. A potência de saída ideal com tensão de alimentação de 50 V e carga de 50 n é:
VRMS = 4 x (Vcc-VCE (sat) x 0,707) = 135,75 V, quando
VCE (sentado) = 2 V
I = 135,75 = 2,715 A, Pout = 2,715 x 135,75 = 368,5 W

O VCC ideal em Pout = 300 W seria:
vcc = VCE (sat) + (. / R¡n x 2 Pout) = 2 + (/ 6.25 x 300)
= 45,3 V
O acima indica que o amplificador vê uma linha de carga mais baixa, e a eficiência do coletor será diminuída em 1-2%. A linearidade em altos níveis de potência não é afetada, se o devecito hFE for mantido nas correntes coletoras aumentadas. A linearidade do dedo do pé em baixos níveis de potência pode ser ligeiramente diminuída devido ao maior desajuste do circuito de saída.
A impedância da linha característica necessária (a e b, Figura 3) para um transformador de impedância de 1: 4 é:, J R¡n RL =
, J 12,5 x 50 = 25 n, permite o uso de miniatura padrão
25 n cabo coaxial (isto é, Microdot 260-4118-000) para o
linhas de transmissão. As perdas neste cabo específico em
30 MHz são 0,03 dB / ft. Com um comprimento de linha total de 2 x
16,8 “(2 x 4 x 4,2”), a perda passa a 0,084 dB, ou
300 – (10 antil 300 084 dB) – 5 74
são superiores aos de menor permeabilidade de níquel-zinco
ferrites, as perdas do núcleo degradariam o amplificador

og 0.

  • • W.
    desempenho. Com as perdas do núcleo sendo uma função do nível de potência !, essas regras às vezes podem ser desconsideradas em aplicações de baixa potência.
    Uma versão de cabo coaxial foi adaptada para este projeto, uma vez que os transformadores de linha de transmissão são idealmente ideais para aplicações de RF, especialmente na relação de impedância 1: 4. Uma função equilibrada para desequilibrada normalmente exigiria três linhas de transmissão separadas, incluindo um balun (5) (6). Parece que a terceira linha pode ser omitida, se as linhas a e b (Figura 3) forem enroladas em núcleos magnéticos separados e o comprimento físico das linhas é suficiente para provar o isolamento necessário entre os coletores e a carga. De acordo com as fórmulas em (7), o comprimento mínimo da linha exigido em
    2 MHz, empregando Stackpole 57-9074 ou toroides de ferrite equivalentes é de 4,2 “, eo comprimento de linha máximo permitido em 30 MHz seria de aproximadamente 20”. O 4.2 “equivale a quatro voltas no toróide, e mede 1,0 μH, o qual em série com a segunda linha é suficiente

F ou o material de ferrite empregado, grau Stackpole

11 (ou equivalente Indiana General Q 1), os dados dos fabricantes são insuficientes para cálculos precisos do núcleo! Oss (6). As curvas BH indicam que 100-150 gauss está bem na região linear.

Os toroids medem 0,87 “x 0,54” x 0,25 “, e os
16,8 “comprimento da linha acima, totaliza 16 voltas, se for bem enrolada, ou 12-14 voltas, se for solto. A densidade do fluxo pode então ser calculada como:
Ymax x 102
Bmax – 2 rr f n A

 

onde: f = Freqüência em MHz
n = Número total de voltas.
Uma área de seção transversal do toróide em cm 2. V = Velocidade de pico na carga de 50 n,
v / t, (300) (o.510oi = 173 v
ciente para 2 MHz. Aumentando a linha mínima exigida

Bmax (para cada toroi.d) =

_ 86x.5 xx102 x _

= 98,3 gauss
6 28

2 28 25

Practica! as medidas mostraram que as perdas do núcleo eram insignificantes em comparação com as perdas de linha em 2 MHz e
30 MHz. No entanto, as perdas aumentam como o quadrado de
Bmax em baixas frequências.
Com a quantidade de compensação de HF dependente do layout do circuito e da construção do transformador exato, nenhum cálculo foi feito sobre este aspecto para os transformadores de entrada (ou saída). C3, C4 e C6 foram selecionados por meio de capacitores ajustáveis ​​em um protótipo, cujos valores foram então medidos.
Uma foto da placa de circuito é mostrada na Figura 5, A •
fundo e B-top. Os dados de desempenho dos 300 W
O módulo pode ser visto na Figura 6.

 

 

 

Vcc = 50 v. Pout = 300 W PEP

‘3.01
2.01 —- <— + – + – + — + — + – + – + – + —- + — + —…..
VRMS _ 67.7 _
x VRMs -50 x 67,7 – 92

 

Toe MRF427 é especificado para uma saída de energia de 25 W. Com uma boa linearidade de hFE versus Ic, a falta de correspondência de carga de 1 a 2 tem um efeito de 2-3 dB no IMD no nível de potência de 10% e a eficiência reduzida no driver é insignificante em relação à corrente de suprimento total no sistema.
Os valores dos componentes para a rede de entrada de base e o feedback foram estabelecidos com a ajuda de um computador e informações sobre a folha de dados do dispositivo, conforme descrito anteriormente com o módulo de 300 W. A compensação de HF foi feita de forma semelhante também. Nenhum amplificador emprega compensação LF. C7 e C8 são os capacitores de bloqueio, e seu valor não é crítico !.
Em T2 (Figura 7), b e e representam a barra central RF, mas são separadas em ambos os projetos – em parte porque

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Toe MRF427 é especificado para uma saída de energia de 25 W. Com uma boa linearidade de hFE versus Ic, a falta de correspondência de carga de 1 a 2 tem um efeito de 2-3 dB no IMD no nível de potência de 10% e a eficiência reduzida no driver é insignificante em relação à corrente de suprimento total no sistema.
Os valores dos componentes para a rede de entrada de base e o feedback foram estabelecidos com a ajuda de um computador e informações sobre a folha de dados do dispositivo, conforme descrito anteriormente com o módulo de 300 W. A compensação de HF foi feita de forma semelhante também. Nenhum amplificador emprega compensação LF. C7 e C8 são os capacitores de bloqueio, e seu valor não é crítico !.
Em T2 (Figura 7), b e e representam a barra central RF, mas são separadas em ambos os projetos – em parte porque

O AMPLIFICADOR DO DRIVER
O driver usa um par de dispositivos MRF427 e o mesmo layout de placa de circuito que o amplificador de potência, com exceção do tipo de transformador de saída.
O transformador de entrada é igual ao que é usado com o amplificador de potência, mas possui uma relação de impedância 4: 1. A indutância mínima requerida no segundo turno secundário (Figuras 3 e 4) é consideravelmente maior neste caso,

ca.

O produto AL do núcleo é pouco suficiente. As indutâncias medidas entre um número de núcleos variam
3.8 – 4.1 μH.
Esta fórmula também se aplica ao transformador de saída, que é um balun 1: 1. A indutância mínima requerida a 2 MHz é de 16 μH, totalizando 11 voltas em um núcleo de vaso Ferrox-cube 26! 6P-Al004C4, que foi preferido sobre um toróide devido à facilidade de montagem e outras características físicas. Embora a linha de fio torcida seja boa nesse nível de potência, o transformador foi enrolado com o cabo coaxial RG-196, que também é usado mais tarde para interconexões de driver de módulo.
A saída de driver do pior caso requerida é 4 x 12 W =
48 W. O Pout óptimo com o transdutor de saída 1: 1 é

VRMS _ 67.7 _
x VRMs -50 x 67,7 – 92

 

Toe MRF427 é especificado para uma saída de energia de 25 W. Com uma boa linearidade de hFE versus Ic, a falta de correspondência de carga de 1 a 2 tem um efeito de 2-3 dB no IMD no nível de potência de 10% e a eficiência reduzida no driver é insignificante em relação à corrente de suprimento total no sistema.
Os valores dos componentes para a rede de entrada de base e o feedback foram estabelecidos com a ajuda de um computador e informações sobre a folha de dados do dispositivo, conforme descrito anteriormente com o módulo de 300 W. A compensação de HF foi feita de forma semelhante também. Nenhum amplificador emprega compensação LF. C7 e C8 são os capacitores de bloqueio, e seu valor não é crítico !.
Em T2 (Figura 7), b e e representam a barra central RF, mas são separadas em ambos os projetos – em parte porque

 

7

O AMPLIFICADOR DO DRIVER
O driver usa um par de dispositivos MRF427 e o mesmo layout de placa de circuito que o amplificador de potência, com exceção do tipo de transformador de saída.
O transformador de entrada é igual ao que é usado com o amplificador de potência, mas possui uma relação de impedância 4: 1. A indutância mínima requerida no segundo turno secundário (Figuras 3 e 4) é consideravelmente maior neste caso,

4 X 12,5
12.5 de conveniência de disposição de circuito e parcialmente para stabili-
zação.

O produto AL do núcleo é pouco suficiente. As indutâncias medidas entre um número de núcleos variam
3.8 – 4.1 μH.
Esta fórmula também se aplica ao transformador de saída, que é um balun 1: 1. A indutância mínima requerida a 2 MHz é de 16 μH, totalizando 11 voltas em um núcleo de vaso Ferrox-cube 26! 6P-Al004C4, que foi preferido sobre um toróide devido à facilidade de montagem e outras características físicas. Embora a linha de fio torcida seja boa nesse nível de potência, o transformador foi enrolado com o cabo coaxial RG-196, que também é usado mais tarde para interconexões de driver de módulo.
A saída de driver do pior caso requerida é 4 x 12 W =
48 W. O Pout óptimo com o transdutor de saída 1: 1 é

Os dados de teste do driver são apresentados posteriormente, juntamente com os resultados dos testes finais.8.jpg

COMBINANDO QUATRO MÓDULOS DE POTÊNCIA DE 300 W O divisor de potência de entrada
O objetivo do divisor de energia é dividir a potência de entrada em quatro fontes iguais, fornecendo uma quantidade de
isolamento entre cada um. As saídas são projetadas para

9.jpg

Impedância de 50 n, que define a entrada comum em 12,5 n. Isso requer um transformador adicional de 4: 1 para fornecer uma carga de 50 n para o amplificador do driver. Outro requisito é uma mudança de fase Oº entre as saídas de entrada e 50 n, que podem ser realizadas com transformadores de balun 1: 1. (a, b, e e din Figura 10.) Para im-

10.jpg

FIGURA 9 – Layout de Componente do Módulo Amplificador de 300 W

LISTA DE PEÇAS
(Módulo de potência e amplificador de driver)

 

C1, C2
Módulo de potência

Amplificador de Driver 5600 pF

3300 pF
C3 56 pF 39 pF
C4 470 pF não utilizado
C5 560 pF 470 pF
C6 75 pF 51 pF
C7, C8 0,1 μF 0,1 μF
C9, C10 0,33 μF 0,33 μF
C11
R1, R2
R3, R4 10μF / 150V
2 x 3.9 S ?.! Y :. W em paralelo
2 x 6,8 S ?.! Y :. W em paralelo 10 μF / 150 V
2 x 7,5 S?.! Y :. W em paralelo
2 x 18 S?.! Y :. W em paralelo
L1, L2 Ferroxcube VK200 19/48 Ferroxcube V K 200 19/48
estrangulador de ferrita de bloqueio de ferrita
L3, L4 6 grânulos de ferrite cada, 6 grânulos de ferrite cada,
Ferroxcube 56 590 65/38 Ferroxcube 56 590 65/38
Ali capacitores, exceto C11, são chips de cerâmica. \ (mais de 100, pF são
Un ion Carbide tvoe 1225 ou 1813 ou Varadyne slze 18 ou 14. Outros ATC Type 8. 1
T1 tipo 9: 1, veja o texto. 4: 1 tvpe, veja o texto.
(Núcleos de ferrite para bo th: Stackpole 57-1845-248 ou Fair-Rite Products
287300201 ou equivalente.)
T2 7 voltas de fios bifilares ou torcemente torcidos. (AWG # 20.) Núcleos de ferrite para ambos: Stackpole 57-9322, Indiana General
F627-801 ou equivalente.
T3 14 voltas de Microdot 260-4118-00 *
25 n. cabo coaxial em miniatura
Enrolado em cada toróide. (Stack-pole 57-9074, Indiana General F624-1901 ou equivalente).

12.jpg

11 voltas de RG-196, 50 n. miniatura
cabo coaxial enrolado em uma bobina de um núcleo de potenciômetro Ferroxcube 2616P-A100-4C4.

• O produto equivalente está disponível em: W. L. Gore, lnc., Newark, Del. Número da peça CXN 1286

Características de isolamento de baixa freqüência demonstradas, a impedância da linha deve ser aumentada para as correntes paralelas. Isso pode ser feito, sem afetar o comprimento físico da linha, carregando a linha com material magnético. Neste transformador de tipo, as correntes cancelam, possibilitando a utilização de ferrite de alta permeabilidade e um comprimento físico relativamente curto para as linhas de transmissão. Em uma condição absolutamente equilibrada, nenhuma energia será dissipada nos núcleos magnéticos, e as perdas da linha serão reduzidas. A indutância mínima exigida para cada linha pode ser calculada como mostrado para o transdutor de saída do amplificador do driver, o que fornece um número de 16 μH mínimo em
 

50 Ohms
 

50 Ohms 50 Ohms
 

 

11

 

 

Embora esses valores de resistência não sejam críticos no divisor de entrada, a fórmula também se aplica ao combinador de potência de saída, em que as incompatibilidades têm um efeito maior na potência total e na linearidade.
A prática! O divisor de energia emprega grandes grânulos de ferrite (Faír-Rite Products 2673000801 ou Stackpole 57-1511-248 ou equivalente) em uma peça de 1,2 polegadas de cabo coaxial RG-196. O arranjo é mostrado na Figura 10. Ambos os materiais de ferrite acima possuem um u: de cerca de 2500, e o
a indutância de uma vez é superior a 10 μH.
O transformador step-down (Tl, Figura 10) é enrolado em um toróide Stackpole 57-9322-11 com cabo coaxial miniatura de 25 n. (Microdot 260-4118-000 ou equivalente.) Sete turnos darão uma indutância mínima de 4/16 μH, necessária a 2 MHz.
Para a interface pré-amplificador, Cl poderia ser omitido
a fim de atingir o VSWR de entrada mais baixa.
A estrutura é montada entre dois terminais fenólicos como pode ser visto no primeiro plano da Fig. 14, fornecendo um número suficiente de pontos de amarração para as conexões de cabo coaxial.

 

O COMBINADOR DE SAÍDA
A operação do combinador de saída é invertida da divisória de potência de entrada. Nesta aplicação, nós
tem quatro entradas de -50 n e uma saída de 12,5 n, que é
transformado em 50 n por um transformador de razão de impedância 1: 4.
Um arranjo semelhante ao divisor de energia de entrada é empregado no combinador. Os baluns são consistentes
Peças de cabo coaxial carregadas por uma manga de material magnético (ferrite). O comprimento da linha é determinado pelo
Dimensões físicas das mangas de ferrite. O tu versus
A área da seção transversal deve ser calculada ou medida para fornecer indutância de carga suficiente.
Straight line baluns, pois estes têm a vantagem sobre
tipos toroidais multidutórios na introdução de uma menor
para erros de fase, devido ao menor comprimento da linha. Os maiores erros de fase possíveis ocorrem na entrada

Ohms
2 MHz. Um baixo valor de indutância degrada as características de isolamento entre as 50 n portas de saída, para manter um VSWR baixo em caso de alteração na impedância de entrada de um ou mais dos módulos de potência. Como-
sempre, devido às redes de compensação de base, o divisor de energia nunca será submetido a uma carga completamente aberta ou em curto-circuito.

O propósito dos resistores de balanceamento (R) é dissipar qualquer excesso de potência, se o VSWR aumentar. Seus valores ótimos, que são iguais, são determinados pelo
número de 50 n fontes assumidas desequilibradas ao mesmo tempo, e os valores de resistência são calculados de acordo.
Examinando as correntes com uma carga aberta, pode-se ver que o excesso de potência é dissipado em um resistor em
série com três resistores paralelos. Seu valor total é
50 – 12,5 = 37,5 n. Da mesma forma, se duas cargas estiverem abertas, a corrente flui através de uma resistência em série com duas resistências paralelas, totalizando 3 7 .5 n de novo. Esta situação está ilustrada na Figura 11.
Exceto para um divisor de energia de duas portas (5), os valores do resistor podem ser calculados para sistemas de números ímpares ou pares
Como:
R = {L – Rin) n onde:
n + l
RL = Impedância das portas de saída, 50 n.
Rin = Impedância da porta de entrada, 12,5 n.
n Número de portas de saída devidamente encerradas.

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Micro transmissor

Permite vigiar o sono dos bebés, transmitir uma conversa telefónica para outro ambiente, ou escutar o som da televisão.

O projecto de radiomicrofone que se descreve a seguir, apresenta as características seguintes: máxima estabilidade de frequência em comparação com a simplicidade do circuito (a deriva é só de 5 KHz após 15 minutos de ligado, com a condição de a alimentação ser estabilizada); sensibilidade microfónica extremamente elevada; e consumo muito baixo de corrente, o que significa uma longa vida da pilha.

Como basicamente se trata de montar um emissor de VHF, se bem que seja de potência muito baixa, comenta-se a seguir o parâmetro mais delicado de um oscilador livre, especialmente se for de VHF, a estabilidade de frequência, que depende de vários factores. Em primeiro lugar, é importante utilizar componentes de muito boa qualidade, uma questão que se resolve utilizando os indicados na lista de componentes. No entanto, isto não evita que seja também importante conhecer os restantes motivos, mais directos e imediatos, da deriva de frequência.

Com a alimentação inicial do circuito, a corrente começa a circular pelos componentes e produz um aumento da sua temperatura, especialmente dos semicondutores. Como consequência, as características dos componentes também variam (se bem que imperceptivelmente).

Isto acontece de modo contínuo durante os primeiros minutos de funcionamento, até se alcançar a temperatura de regime do conjunto.

Nos receptores de FM de alguma qualidade, o inconveniente do deslizamento de frequência soluciona-se com um circuito de controle automático de frequência (CAF) que tem precisamente a missão de manter preso o oscilador de conversão do receptor à frequência do emissor que se está a receber.

Outro motivo dos deslizamentos casuais de frequência é a aproximação da mão ou de outro objecto condutor de qualquer oscilador livre; a sua frequência desloca-se inevitavelmente devido aos acoplamentos capacitivos que se produzem. Portanto, é muito importante dispor de um microemissor num local afastado de partes metálicas móveis, que poderiam produzir rápidos deslocamentos de frequência.

Outro tipo de deriva, neste caso bastante lenta, é produzida pela paulatina redução da tensão da pilha, com a passagem do tempo. Portanto, a frequência do oscilador, especialmente se for do tipo realizado com varicap, reduz-se proporcionalmente.

Neste caso, não é possível pensar em utilizar um circuito de estabilização, porque este absorveria mais potência de que o próprio transmissor e duração da pilha seriam drasticamente reduzidos.

Análise do circuito

paulista1

Figura 1 – Esquema eléctrico do circuito do microtransmissor.

O esquema do circuito está representado na figura 1 – O microfone M, do tipo de condensador, transforma as ondas sonoras que chegam à sua membrana sensível em sinais eléctricos perfeitamente correspondentes.

Como na cápsula do microfone existe uma etapa amplificadora MOSFET, o dispositivo necessita de uma tensão de alimentação de corrente contínua (com um consumo de muito poucos miliamperes), que proporciona a resistência R1.

O sinal eléctrico disponível na saída do conjunto do microfone aplica-se à entrada inversora do IC1A através do condensador C1, que isola a referida entrada da componente de corrente contínua da alimentação do microfone. Deste modo, esta entrada fica polarizada exclusivamente pela tensão obtida através de R4.

A entrada não inversora de IC1A está polarizada mediante o divisor de tensão R2 e R3, que estabelece o valor da tensão de saída em repouso de IC1A. Como as duas resistências são

do mesmo valor, esta tensão da saída é igual a metade da tensão de alimentação, ou seja, de 4,5 V. Nestas condições, a amplificação de IC1A é de 20 vezes.

A entrada não inversora de IC1B recebe a mesma tensão de polarização do divisor antes indicado, enquanto que a outra entrada, a inversora, está ligada à saída para receber uma realimentação negativa.

Entre a saída 1 de IC1A e a entrada 6 de IC1B, o sinal circula através do condensador C5 pelo mesmo motivo de isolamento, exposto para a entrada de IC1A. A resistência R5 tem a finalidade de ajustar as impedâncias de acoplamento entre as duas etapas e o seu ganho relativo. A amplificação que se obtém de lC1B é regulável entre 1 e 47 vezes mediante o potenciómetro de ajuste P1.

Como consequência, a amplificação máxima do conjunto desta duas etapas é de 20×47 = 940 vezes. Esta amplificação é bastante elevada, pelo que o ajuste de P1 deverá realizar-se de acordo com a aplicação.

Por exemplo, se se pretender vigiar o sono de um bebé, ouvir o telefone ou o toque da porta do jardim, ou ainda a conversação normal entre duas pessoas, a amplificação do microemissor deverá ajustar-se para o mínimo mediante a regulação adequada de P1.

Porém, se se pretender escutar uma conversação sussurrante ou proveniente de outra sala, ou os sons da natureza, a regulação da sensibilidade deverá ser no máximo.

No entanto, há que ter em conta um certo cuidado com a regulação de P1, porque o microemissor não pode reproduzir com fidelidade os sons fortes que o saturem se estiver regulado a um nível de amplificação grande, porque ficam muito distorcidos.

Isto deve-se a que, além da elevada distorção, se produz um desvio de frequência do sinal de RF modulado, com as consequências que se indicam a seguir.

Banda passante

A banda passante dum receptor de FM é a janela pela qual passam as frequências úteis, que quase sempre é determinada por filtros cerâmicos centrados nos 10,7 MHz. O seu valor está compreendido entre 250 e 350 KHz, conforme os tipos.

Um bom filtro é aquele cuja resposta está preparada para obter uma boa separação entre sinais muito próximos, pelo que não deve deixar passar as frequências que existirem para além da sua banda passante.

No caso da FM, o sinal recebido deve ter um desvio máximo de frequência não superior à banda passante do receptor. De outro modo, como uma parte do sinal não passa através da janela do filtro, não se aproveitaria. A perda desta parte de informação produz uma forte distorção do sinal de áudio recebido.

Em geral, o desvio de frequência dum transmissor de FM é dado também pelo nível da saída do amplificador de áudio. Um sinal de áudio de baixo nível proporciona uma modulação qualitativamente boa com um nível de áudio óptimo na saída do receptor; uma modulação excessiva provoca uma distorção muito forte do sinal de áudio.

Figura 2 – Distribuição do sinal na banda passante em função da modulação aplicada à frequência portadora.

Na figura 2 representaram-se estas três situações mediante os gráficos designados por análise espectral para cada condição. Em a) só existe a portadora situada no centro da banda passante do receptor, isto é, sem modulação; em b), a modulação é óptima, porque o desvio de frequência está dentro da banda passante do filtro de recepção, com o que se obtém uma audição boa; em c), o desvio é excessivo, pelo que uma parte das bandas laterais cai fora da banda passante, com o que se obtém uma grande distorção.

Etapa de modulação de frequência

O sinal de áudio amplificado por IC1 é aplicado ao ânodo do díodo varicap DV1 através da resistência R10, a qual tem a finalidade de impedir que o sinal de RF, presente neste ponto, se curtocircuite á massa devido à baixa impedância da saída do circuito integrado.

Este sinal de áudio produz variações na capacidade de DV1. Como este díodo faz parte do oscilador de RF, traduzem-se em variações correspondentes da frequência gerada pelo oscilador, isto é, produzem uma modulação da RF.

Como consequência, produz-se uma modulação de frequência proporcionalmente à intensidade do sinal amplificado (o sinal de BF aplicado ao DV1), que corresponde ao sinal de BF.

O circuito oscilante propriamente dito, é formado, além de DV1, pela bobine L1, condensador de compensação (trimmer) C10 e o condensador C6. O transístor TR1 proporciona a energia suficiente para manter a oscilação do circuito.

Etapa de RF

A etapa de RF é do tipo de base à massa. A base de TR1 é ligada à massa sob o ponto de vista da RF através de C5, enquanto que a polarização é determinada pelos valores das resistências do divisor de tensão R7 e R8, juntamente com a resistência de realimentação de emissor R9.

A verdadeira rede de realimentação que determina o início das oscilações da etapa é formada por C6, que aplica uma parte do sinal de saída do colector na entrada de TR1 (emissor), produzindo a necessária dose de realimentação positiva.

Além dos condensadores e da bobine L1, o circuito de saída ressonante tem uma tomada que serve para aplicar o sinal a uma antena transmissora, se bem que o micro transmissor se possa escutar a curta distância sem nenhuma antena.

Montagem do micro transmissor

p2

Figura 3 – Traçado do circuito Impresso.

p3

Figura 4 – Implantação dos componentes na placa da circuito impresso.

Tratando-se dum circuito de alta frequência, com uma etapa de baixa frequência, com um ganho bastante elevado, e que deve ser muito compacto, de dimensões reduzidas é

imprescindível realizar a montagem numa placa de circuito impresso como a representada na figura 3, que se projectou de modo a que a montagem do microtransmissor não seja excessivamente incómoda, especialmente para o leitor que não tiver grande experiência nas montagens de RF.

Uma vez realizada a placa e na posse de todos os componentes do circuito, procede-se à montagem de acordo com o esquema prático da figura 4 e seguindo sempre uma ordem lógica. Começa-se pelas resistências e condensadores, excepto C2 e C9, por agora.

A seguir monta-se o potenciómetro de ajuste P1 e o trimmer C10. Se bem que estes componentes não sejam polarizados, a sua inserção tem um sentido obrigatório, o qual se deverá ter em conta seguindo a orientação indicada na figura

p4

Figura 5 – A versão de antena mais simples é uma vareta de um quarto de onda. Uma versão mais eficiente é o dipolo constituído por dois fios de um quarto da onda de comprimento

É de todo aconselhável que o circuito integrado IC1 seja montado num suporte, procurando realizar as soldaduras dos seus terminais com muito cuidado para impedir que fiquem em curto-circuito devido a pontes de solda.

Passando aos semicondutores, monta-se o varicap DV1, cujo cátodo está marcado com uma faixa de cor (em geral preta no corpo de vidro) que deve ficar virada para o bordo exterior da placa. TR1 tem uma alheta metálica de referência que indica a posição do emissor.

Para a montagem de C2 há que respeitar a polaridade indicada no seu corpo, enquanto que C9 se solda, por um lado à bobine L1, directamente, e pelo outro ao bordo da placa de circuito impresso.

A bobine L1 determina a banda de frequências na qual trabalha o micro transmissor. Realiza-se com 5 espiras de fio desnudado e prateado, de 1 mm de diâmetro, enrolado sobre

um suporte de 8 mm de diâmetro, espaçadas regularmente.

Uma vez montada na placa de circuito impresso, o terminal livre de C9 corta-se e solta-se a um terço ou um quarto do comprimento total da bobine, a partir do extremo ligado ao positivo da alimentação.

A cápsula do microfone é ligada aos furos da placa previstos, mediante dois fios de ligação flexíveis e isolados. As ligações de saída e da alimentação realizam-se, mais comodamente, com terminais cravados. A seguir monta-se o circuito impresso no respectivo suporte, respeitando a posição do círculo no seu corpo, que corresponde ao terminal 1, tal como se indica nas figuras 4 e 5.

Por último liga-se o conector da pilha a uma pilha de 9V, normal, se bem que seja melhor do tipo de longa duração. O circuito deverá consumir uma corrente da ordem de 10mA.

Para a alimentação é totalmente desaconselhável o uso de um alimentador de rede, porque devido à grande amplificação da etapa de BF, seria inevitável que se introduzisse um forte zumbido da rede, que impediria escutar claramente o sinal captado pelo microfone.

Se bem que o micro transmissor possa funcionar numa banda de frequência bastante ampla variando as características da bobine usada, a solução mais óbvia é utilizar a banda normal de FM para poder usar um receptor portátil que permita escutar comodamente os sinais transmitidos.

No entanto, encontrar nesta banda uma frequência que não esteja ocupada por uma emissora comercial pode ser algo difícil. Para evitar este inconveniente pode ajustar-se com C10 a frequência de transmissão na parte baixa da banda de FM (80 MHz) ou na parte alta (100 M Hz).

Se isto não for possível com C10, poderão juntar-se ou separar-se algo as espiras da bobine. Em qualquer caso, é importante que o receptor utilizado disponha de um circuito de CAF.

Ao ar livre e sem nenhuma antena aplicada à saída, o alcance do micro transmissor pode chegar a ser de uns 100 metros. Se se ligar uma antena de vareta ao terminal A da antena ou um dipolo aos terminais 3 e 4, tal como se indica na figura 5, o comprimento da vareta ou de cada fio deverá ser de um quarto de onda da banda usada (às frequências de 80 a 100 MHz será adequado um comprimento de antena de 70 a 80 cm), e o alcance será de 200 a 300 m ao ar livre. Naturalmente que uma boa recepção dependerá sempre do receptor utilizado e, em particular, da sua sensibilidade.

Lista de material

Resistências 1/4W ±5%

  • R1 = 2,2KΩ

  • R2 a R6 = 10KΩ

  • R7 = 15KΩ

  • R8 = 6,8KΩ

  • R9 = 390Ω

  • R10 = 100KΩ

Condensadores

  • C1, C4 = 100nF

  • C2 = 100μF 16V

  • C3 = 1μF 16V

  • C5, C8 = 10nF

  • C6 = 12pF

  • C7, C9 = 10pF

  • C10 = Trimmer cilindrico 3/40pF

Semicondutores

  • IC1 = TL072

  • TR1 = 2N1711 ou 2N2219

  • DV1 = Varicap BB505

Diversos

  • P1 = Potenciómetro ajustável vertical 470KΩ

  • M = Microfone de condensador

  • B1 = Pilha de 9V, com conector

  • Suporte DIL para IC de 8 terminais

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Potente Transmissor de FM

Este transmissor transistorizado para a faixa de FM possui uma etapa de saída em push-pull que fornece perto de 1 watt de saída, o que é suficiente para acender uma pequena lâmpada, demonstrando que o alcance obtido pode ser bem grande se forem usadas antenas convenientes. É claro que existem restrições legais quanto ao seu uso, o que deve ser levado em conta pelos montadores.

O circuito que apresentamos funciona com tensões de 9 a 13,2 V e fornece uma potência de perto de 1 watt com alimentação de 12 V.

A corrente da etapa de saída na potência máxima com 9 V de alimentação é de 200 mA, o que permite que uma pequena lâmpada piloto de 6 V acenda com simples elo de Hertz, conforme ilustra a figura 1, quando aproximada da bobina tanque de saída.

09

 

Os transistores usados são do tipo 2N2218 que, utilizados em circuitos de RF, proporcionam excelente rendimento com potências da ordem que indicamos.

Com uma pequena antena telescópica o alcance deste transmissor deve chegar em campo aberto a perto de 1km. Como existem restrições legais à operação deste tipo de transmissor na faixa de FM, sugerimos que eventuais experiências sejam feitas em

locais desabitados (fazendas, por exemplo) dada a possibilidade de ocorrerem interferências em receptores comuns.

Em hipótese alguma você deve usar antena externa ou operar este apareIho em zonas habitadas densamente.

O que descrevemos será apenas a etapa osciladora de alta frequência e a etapa amplificadora de potência em push-pull.

A modulação ficará por sua conta podendo vir de um pequeno amplificador de áudio ou mesmo de um mixer, e eventuais alterações para operações diversas das sugeridas serão apenas analisadas nos aspectos técnicos, ficando sua execução por conta de cada um também.

 

CARACTERÍSTICAS

– Potência: 500 mW a 1,2 watts

– Tensões de alimentação: 9 a 13,2 V

– Corrente de consumo (9 V): 200 mA

– Modulação: 2 (externas)

– Ajustes: 2

 

COMO FUNCIONA

O oscilador básico de boa potência, em torno de 100 mW, tem uma configuração bastante conhecida, em torno de Q1 um transistor 2N2218.

A frequência é determinada pelo conjunto L1/CV1 e a realimentação que mantém as oscilações vêm de C3.

O resistor R3 determina a corrente máxima de coletor e a potência, enquanto que R1 e R2 proporcionam a polarização de base.

Temos duas entradas possíveis para modulação que dependem da fonte, como, por exemplo, a saída de um pré-amplificador ou mixer que será ligado em E1 (alta impedância) ou ainda um pequeno amplificador ou gravador que será ligado em E2 (baixa impedância).

A etapa amplificadora de potência leva dois transistores na configuração push-pull. Nesta configuração cada transistor amplifica metade dos semi-ciclos, obtendo-se um excelente rendimento para o sistema, que nos permite a ultrapassagem de 1 watt de saída.

A bobina tanque L3 deverá ser sintonizada para a mesma frequência em que operar o oscilador, de modo a transferir todo o sinal com máximo rendimento para L4 que faz o acoplamento de antena.

As bobinas são os elementos críticos deste circuito. O primeiro cuidado que temos com sua realização é a montagem obrigatória em ângulo reto do conjunto L1/L2 em relação a L3/L4.

Isso evita que o campo de uma atue sobre a outra.

O segundo cuidado refere-se ao número de espiras. Eventuais alterações podem ser feitas para se deslocar as frequências de operação para as faixas desejadas.

O nosso circuito é projetado para operar em FM (88 a 108 MHZ), mas com alterações apenas nas bobinas podemos trabalhar de 54 MHz a 150 MHz, sem problemas.

A única alteração que pode ser necessária em conjunto é de C3 que deve ser aumentado para 22 pF ou 47 pF para frequências abaixo de 60 MHz e diminuído para 4,7 pF ou 2,2 pF para frequências acima de110 MHz.

O acoplamento para a antena é feito por meio de uma bobina. Podemos ligar então uma antena tipo dipolo ou plano-terra, conforme mostra a figura 2 e assim obter maior alcance.

08

Esta bobina não faz somente o acoplamento de antena com menos espiras que L3 ela casa a impedância de saída da etapa em push-pull com a impedância mais baixa da antena com o que se obtém maior transferência de energia.

Eventualmente você poderá alterar o número de espiras desta bobina juntamente com L3 para outras faixas de transmissão.

Para a alimentação podem ser usadas pilhas grandes, bateria ou fonte com excelente filtragem. O consumo de corrente na faixa de 200 mA a 350 mA exige que as pilhas sejam grandes e que a fonte seja boa, com filtragem que evite a emissão de roncos.

 

 

MONTAGEM

Na figura 3 temos o diagrama completo do transmissor.

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Figura 3 – Diagrama do transmissor

A placa de circuito impresso é mostrada na figura 4.

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Figura 4 – Placa para a montagem

Observe os pormenores das bobinas que são todas feitas com fios comuns rígidos ou fios esmaltados grossos, em diâmetro de 1cm sem núcleo.

L1 = 4 espiras

L2 = 5 espiras com tomada central e intercalada a L1 4

L3 = 7 ou 8 espiras com tomada central

L4 = 3 ou 4 espiras

Será conveniente dotar Q2 e Q3 de dissipadores de calor do tipo mostrado na figura 5 pois eles tendem a se aquecer.

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Os trimmers são comuns de base de porcelana ou equivalentes e os capacitores cerâmicos, exceto C1 e C6 que podem ser de poliéster.

Os resistores são todos de 1/8 W ou ¼ W com qualquer tolerância.

 

PROVA E USO

A prova inicial deve ser feita com a ligação simples do transmissor sem antena e de um receptor de FM sintonizado em frequência livre colocado a uma distância de 2 a 3 metros.

Ajusta-se inicialmente CV1 para captar o sinal e depois CV2 para um sinal de maior intensidade.

Uma verificação interessante de funcionamento consiste na ligação de uma lâmpada de 6 V x 50 mA na saída de antena ou então na realização de um elo de captação, conforme mostra a figura 6.

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Figura 6 – Elo de captação ou Hertz

Ajustando-se CV2 para máxima potência a lâmpada acenderá com maior brilho.

Ligando uma fonte de sinal de áudio em E1 ou E2 devemos ajustar a sua intensidade (volume) para que não ocorra saturação e a emissão seja limpa (sem distorções).

Para usar lembre-se das limitações legais. Numa fazenda você pode obter um bom alcance com a antena mostrada na figura 7.

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Figura 7 – Sugestão de antena

Não use tal antena em cidades, pois você estará transmitindo clandestinamente, o que é proibido por lei

Lembramos que as autoridades possuem viaturas dotadas de receptores goniométricos que podem localizar emissões clandestinas com extrema facilidade.

Para operação em âmbito domiciliar não será preciso usar antena.

Se houver dificuldades em obter o ajuste de CV2, reduza o número de espiras de L3 ou então aperte a bobina juntando mais as espiras.

 

Q1, Q2, Q3 – 2N2218 – transistor de RF (comutação)

L1, L2, L3, L4 – bobinas – ver texto

CV1, CV2 – trimmers – ver texto

C1 – capacitor de 100 nF – cerâmico ou poliéster

C2 – 10 nF – capacitor cerâmico

C3 – 10 pF – capacitor cerâmico

C4 – 22 nF – capacitor cerâmico ou de poliéster

C5 – 100 nF – capacitor cerâmico

C6 – 220 nF – capacitor cerâmico ou de poliéster

R1 – 8k2 – resistor (vermelho, cinza, vermelho)

R2 – 6k8 – resistor (azul, cinza, vermelho)

R3 – 100 Ω – resistor (marrom, preto, marrom)

R4 – 4k7 – resistor (amarelo, violeta, vermelho)

R5 – 22 Ω – resistor (vermelho, vermelho, preto)

Diversos: placa de circuito impresso, fonte de alimentação ou bateria, antena, fios, solda etc.

 

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Transmissor de fm de 50w

o alcance deste transmissor pode ultrapassar os 20km dependendo da antena utilizada e das condições topográficas do local.

no oscilador foi usado um bf494 que modulado por varicap garante excelente qualidade de som. os microchoque de RF (100uH) podem ser caseiro ou comercial pois não são críticos.

os demais choques choques devem ser fabricados pelo montador , consistindo em 4 espiras de fio 20 em núcleo de ferrite de 1cm de diâmetro com 2cm de comprimento.cv1 pode ser de porcelana ou plástico com capacitância máxima de 100 pf, em cv1 é ajustada a frequência de operação enquanto que nos demais ajusta-se o rendimento de cada etapa para maior transferência do sinal para a saída.

todos os capacitores devem ser cerâmicos, com exceção dos eletrolíticos indicados e o de 100nF na entrada de modulação que pode ser de poliéster . todos os resistores são de1/8w , salvo indicação diferente. os eletrolíticos são para 25v.

todos os transistores , exceto q1 devem ser dotados de bom radiadores de calor.

as bobinas não são criticas e tem as seguintes características :

L1- 4 espiras de fio 20 ou 22 sem núcleo com diâmetro de 1cm.

L2- 5 espiras de fio 20 sobre núcleo de ferrite de 1cm de diâmetro.

L3- é igual a l2

L4- 5 espiras de fio 18 sobre o núcleo de ferrite de 0,8 cm de diâmetro.

L5- igual a l4.

L6- igual a l4

L7- 4 espiras de fio 16 sobre ferrite de 0,8cm de diâmetro.

L8 10 espiras de fio 16 sobre ferrite de 0,8cm de diâmetro.

o circuito será alimentado por uma bateria de carro ou por uma fonte , com corrente de pelo menos 15 amperes e excelente filtragem, se possível estabilizada com 15 volts.a alimentação  deve ser feita com fio curto para se evitar problemas com ronco e o transmissor instalado m caixa metálica devidamente aterrada.

para testar  e ajustar, use como carga no lugar da antena uma lâmpada de 12v x 4ª para maior alcance use um dipolo plano terra como antena .

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Amplificador de 40 Watt para transmissor FM

 Amplificador de banda larga de Poder de RF DE VHF para transmissão de FM. Alguns beliscos menores foram feitos às e algumas partes esquemáticas foram mudados a ele que eu tive disponível (principalmente componentes de monte de superfície). O heatsink é de um Mostar velho de rádio Motorola de 800 MHz, e tem a ilha perfeita de heatsink combinar o MRF171A. Também usado é uns Conceitos Progressivos LPF7002 externo filtro baixo de passagem porque era também à disposição. Desde que o MOSFET usa 28 VDC, eu tive 0 poder de Amp usando o esquemático achado no manual de ARRL. Afine foi exatamente como determinado no como-a, com a produção de poder de RF batendo em 57 Watt quando guiado com um estoque Transmite Armazém  transmissor de PLL DE LCD de 1 Watt em 98 MHz. Uso liberal de contas de ferrita e capacitors de feedthru estão em todo detetor de RF, controle de ventilador e circuitos de controle de SWR.

01

 

8 voltas 18 fio de cobre de enamelled de SWG em 6,5 diâmetro de mm anterior, vira comprimento 12 mm         [2] 3 voltas 18 fio de

cobre de tinned de SWG em 4 diâmetro de mm anterior, vira comprimento 10 mm

A parte numera e fornecedores são principalmente para referência só. Os componentes de monte de superfície não são necessitados, mas altamente é recomendado

TRANSISTORES

Schematic Reference Value Description Package Supplier Supplier Part Number
Q1 MRF171A Motorola N-channel enhancement mode MOSFET Case style 211-07 Richardson Electronics MRF171A

DIODOS

Schematic Reference Value Description Package Supplier Supplier Part Number
D1, D2 1N4148 Silicon diode SMT or leaded Any Any
D3, D4 1N5232 5.6 Volt Zener diode, 500 mW Leaded Digi-Key
1N5232BDICT-ND
D5 1N5401 Silicon diode Leaded Digi-Key
1N5401GICT-ND

RESISTORES

Schematic Reference Value Description Package Supplier Supplier Part Number
R2 10,000 Ohms Cermet potentiometer, 1/2 Watt Leaded Digi-Key CT6P103-ND
R3 1800 Ohms Film, 1%, 1/2 Watt Leaded Digi-Key
BC1.82KZCT-ND
R1 33 Ohms Film, 1%, 1/2 Watt Leaded Digi-Key
BC33.2ZCT-ND
R4 10 Ohms Film, 5%, 2 Watt Leaded Digi-Key BC10W-2CT-ND

INDUTORES

Schematic Reference Value Description Package Supplier Supplier Part Number
L1, L6, L7 700 Ohm @ 180 MHz Wide-band ferrite choke Leaded Digi-Key M2204-ND
L5 210 nH Air core Leaded Handwound Note 1
L2 64 nH, 5% Air core Leaded Coilcraft 132-05
L8 41 nH, 5% Air core Leaded Coilcraft 132-03
L3 25 nH, 5% Air core Leaded Coilcraft 132-01
L4 21 nH Air core Leaded Handwound Note 2

CAPACITORES

Schematic Reference
Value Description Package Supplier Supplier Part Number
C16 47 µF Electrolytic, 20%, 35V SMT or leaded Any Any
C9, C10, C13, C15 0.1 µF Ceramic, X5R, 50V 0805 SMT Digi-Key
PCC1864CT-ND
C1, C3, C8, C12, C14 1000 pF Ceramic, 5%, NP0, 50V 0805 SMT Digi-Key
PCC102CGCT-ND
C11 1000 pF Mica, 100V 2220 SMT Digi-Key 338-1008-ND
C17 1000 pF Ceramic Feed Thru Any Any
C20 300 pF Mica, 100V 1812 SMT Digi-Key 338-1026-ND
C6 100 pF Ceramic, 5%, NP0, 50V 0805 SMT Digi-Key
PCC101CGCT-ND
C2 1.5 pF Ceramic, +/- 0.25 pF, NP0, 50V 0805 SMT Digi-Key
PCC1R5CNCT-ND
C4, C5, C7 4.5 – 65 pF Plasitc dielectric trimmer Leaded Digi-Key SG3009-ND
C18 16 – 100 pF Mica compression trimmer Leaded Circuit Specialists 423
C19 25 – 150 pF Mica compression trimmer Leaded Circuit Specialists 424